Импульсные генераторы

Для получения импульсов прямоугольной формы обычно применяются так называемые релаксационные генераторы: устройства, в которых длительность импульса или паузы определяется процессом изменения энергии реактивного элемента (чаще всего это перезаряд конденсатора).

Для импульсных генераторов характерны скачкообразные изменения напряжений и токов при формировании фронта и среза импульса. Наилучшее приближение к прямоугольной форме достигается, если скачок происходит лавинообразно под действием ПОС. Такой процесс называется регенеративным. Он развивается при выполнении условий (5.2) и (5.3).

Основными разновидностями релаксационных регенеративных генераторов импульсов являются мультивибраторы и блокинг-генераторы. В мультивибраторах петля ПОС создается при помощи резистивных усилительных каскадов, в блокинг-генераторах – при помощи трансформатора.

Любой релаксационный генератор может работать в двух режимах: автоколебательном и ждущем. В автоколебательном режиме генератор вырабатывает непрерывную последовательность импульсов. Он не имеет устойчивых состояний. В таких генераторах после прекращения регенеративного процесса, формирующего фронт, наступает стадия формирования вершины импульса. В этой стадии усилительные элементы находятся в состоянии насыщения или отсечки, а во времязадающей цепи (чаще всего RC -цепи) происходит относительно медленный релаксационный процесс, который приводит к новому процессу регенерации, в результате чего формируется срез импульса. Далее начинается другой релаксационный процесс, определяющий длительность паузы между импульсами и восстанавливающий вновь условия для регенерации фронта, и т.д. В ждущем режиме генератор имеет одно устойчивое состояние. Внешний запускающий сигнал запускает регенеративный процесс, генератор вырабатывает одиночный импульс и возвращается в исходное состояние.

Транзисторные автоколебательные мультивибраторы. В литературе часто термином "мультивибратор" обозначают именно автоколебательный мультивибратор, а ждущий мультивибратор называют одновибратором. Классический симметричный мультивибратор представляет собой двухкаскадный усилитель с перекрестными емкостными обратными связями. На рис. 5.2 представлен его транзисторный вариант. Симметрия обеспечивается при выполнении условий: R ₁ = R ₄, R ₂ = R ₃, C ₁ = C ₂. При этом формируется сигнал типа меандр, т. е. прямоугольные импульсы, длительность которых равна длительности пауз.

Как видно из временных диаграмм (рис. 5.2, б), транзисторы открываются по очереди. Предположим, что в рассматриваемый момент времени транзистор VT1 открыт и насыщен, а VT2 закрыт отрицательным напряжением конденсатора C1, заряженного в предыдущем полупериоде. При этом конденсатор С2 заряжен до напряжения питания через резистор R4 и базо-эмиттерный переход транзистора VT1. Конденсатор С1 перезаряжается по экспоненциальному закону током резистора R2. Когда напряжение на базе транзистора VT2 достигнет порога его отпирания, напряжение U _к2 начинает снижаться. Это изменение через конденсатор С2 передается на базу транзистора VT1, который начинает запираться, что вызывает увеличение U _к1 и в результате еще большее отпирание VT2. Процесс развивается лавинообразно, в результате чего VT2 входит в режим насыщения, а VT1 запирается. Далее процесс
повторяется.

Проведем упрощенный расчет длительностей импульса и паузы, считая, что транзисторы представляют собой идеальные ключи. На интервале, когда VT2 закрыт, напряжение на его базе меняется по закону (принимая t = 0 в начале интервала)

VT2 отпирается, когда U _б2(t) = 0. Отсюда находим длительность рассматриваемого интервала t ₁ и записываем по аналогии длительность второго интервала t ₂:

Зная длительности интервалов, можно определить частоту генератора:

Рассмотренный генератор обладает рядом недостатков:

─ невысокая стабильность частоты при изменении температуры и напряжения питания (типично – 5∙10^-4/°С и (2 – 4)∙10^-3/В при напряжении питания 10 – 15 В);

─ при неблагоприятном сочетании параметров элементов и условий работы возможно нарушение самовозбуждения, при этом оба транзистора могут оказаться открытыми, и это состояние является устойчивым;

─ прямоугольная форма колебаний искажена за счет затягивания переднего фронта импульса. Причиной этого является заряд конденсатора через коллекторный резистор при запирании транзистора. Для развязывания конденсатора и выходной цепи требуется введение дополнительных элементов;

─ большое количество элементов, используемых в схеме.

Находят применение также несимметричные одноемкостные мультивибраторы (рис. 5.3, а, б).

В схеме рис. 5.3, а на интервале формирования низкого уровня выходного импульса транзистор VT1 насыщен, транзистор VT2 закрыт. Длительность интервала определяется темпом заряда конденсатора C1 по цепи R3 – VT1 – C1 – R5. В момент выхода VT1 из насыщения возникает лавинообразный процесс, приводящий к отпиранию VT2 и запиранию VT1. На последующем интервале выходное напряжение имеет высокий уровень, конденсатор перезаряжается по цепи VT2 – C1 – R4. Обычно скважность близка к двум, но при условии R ₃ << R ₄ могут быть получены импульсы с большой скважностью (до 20).

Схема рис. 5.3, б построена на транзисторах разного типа проводимости. Для таких схем типично, что на интервале формирования импульса оба транзистора отперты, во время паузы – оба заперты. Длительность паузы определяется процессом заряда конденсатора по цепи R3 - C1 - R1. На интервале формирования импульса ток разряда конденсатора ограничен только сопротивлениями транзисторов, поэтому длительность импульса минимальна. Окончание импульса соответствует моменту выхода транзистора VT1 из насыщения. Поэтому для VT1 необходимо обеспечить выполнение условия h _21э < R ₁/ R ₂. За счет двухкаскадного усиления тока сопротивление резистора R1 может быть выбрано достаточно большим (сотни кОм – единицы МОм), при этом достигаются значения скважности порядка нескольких сотен. Так как относительная длительность интервала открытия транзисторов незначительно, схема характеризуется микромощным потреблением и способностью отдать большой ток в нагрузку. Отметим, что при напряжении питания + 5 В выход схемы является TTL-совместимым.

Еще один генератор коротких импульсов с большой скважностью показан на рис. 5.3, в. Его схема обладает своеобразной симметрией, ее можно рассматривать как модификацию схемы рис. 5.2 путем замены транзистора n-p-n -типа в одном из плеч на транзистор p-n-p- типа. Эта замена кардинально меняет свойства генератора: он приобретает черты, сходные со схемой рис. 5.3, б. При формировании импульса оба транзистора открыты одновременно, и конденсаторы быстро заряжаются через очень малые сопротивления насыщенных транзисторов практически до напряжения питания. Импульс заканчивается, когда один из транзисторов (любой) первым выходит из насыщения, для чего необходимо поддерживать соответствующее соотношение между базовым и коллекторным резисторами. Далее начинается формирование паузы за счет разряда конденсаторов через базовые резисторы. Достижимая скважность составляет более 5000. Длительность периода колебаний Т, практически равная длительности паузы, может быть найдена из типичного соотношения

Генератор по схеме рис. 5.3, в работоспособен в широком диапазоне питающих напряжений (от 1 до 15 В). Он отличается хорошей для транзисторных RC -схем стабильностью. Наилучшие показатели обеспечиваются подбором оптимального соотношения R _б и R _к. Может быть достигнуто относительное отклонение частоты при изменении U _п в диапазоне 5 ± 0,5 В не более 5∙10^-3, в диапазоне 15 ± 1,5 В – не более 5∙10^-5. Температурная стабильность может достигать порядка 5∙10^-5/°С.

Мультивибратор на ОУ чаще всего выполняют по схеме рис. 5.4, а. ПОС, введенная при помощи резисторов R2 и R3, обеспечивает работу ОУ в режиме компаратора с гистерезисом. Коэффициент передачи по цепи ПОС k _пос определяется
из формулы для делителя напряжения:

Компаратор переключается, когда напряжение на конденсаторе достигает величины напряжения на неинвертирующем входе. Пусть выходное напряжение ОУ, находящегося в состоянии насыщения, положительно и равно U _нас. Тогда напряжение переключения компаратора U _пер = k _пос U _нас. После переключения напряжение на выходе ОУ устанавливается равным – U _нас, и конденсатор начинает перезаряжаться. Напряжение на инвертирующем входе изменяется от начального значения U _пер, стремясь к значению – U _нас согласно выражению

Обратное переключение происходит в момент времени t = Т /2, когда U_С (t) достигает значения – k _пос U _нас. Таким образом,

откуда находим:

Достоинствами схемы являются простота и неплохая стабильность. Дестабилизирующими факторами со стороны ОУ являются входные токи, напряжение смещения и неодинаковое изменение положительного и отрицательного напряжений насыщения. Типичными можно считать значения относительного отклонения частоты 2∙10^-3/В и 1∙10^-5/°С. Из-за низкой скорости переключения универсальных ОУ фронты импульсов получаются недостаточно крутыми, а диапазон частот ограничен на уровне десятков кГц. Генератор формирует импульсы со скважностью 2 (меандр). Увеличение скважности (до нескольких десятков) может быть достигнуто в генераторе по схеме рис. 5.4, б при условии R ₁¹ R ₂.

Мультивибраторы на логических элементах широко применяются в цифровой схемотехнике при отсутствии жестких требований к стабильности частоты. Они строятся чаще всего на логических инверторах. Чтобы обеспечить устойчивое самовозбуждение, следует вывести рабочую точку инвертора по постоянному току на линейный участок передаточной характеристики – участок между уровнями «нуль» и «единица». Таким образом, инверторы используются в качестве инвертирующих усилителей входного сигнала. Типичное усиление ТТЛ-вентиля на линейном участке составляет порядка 40, КМОП-вентиля – порядка 200. Перевод инвертора в линейный режим достигается введением ООС. Для возникновения автоколебаний вводится ПОС с помощью конденсаторов.

На рис. 5.5 показаны примеры схем генераторов, построенных по описанному принципу. Генератор по схеме рис. 5.5, а построен аналогично схеме рис. 5.2, а с заменой транзисторных каскадов на логические инверторы. Возможно построение генератора на двух инверторах с одной времязадающей RC -цепью (рис. 5.5, б). Поскольку второй инвертор не охвачен обратной связью по постоянному току, то существует опасность отсутствия самовозбуждения при неудачном выборе сопротивления R1. Более устойчивое самовозбуждение и лучшая стабильность частоты достигается в генераторе на трех инверторах (рис. 5.5, в); здесь стабилизация режимов инверторов по постоянному току обеспечивается за счет общей обратной связи через резистор R1, охватывающий три последовательно включенных инвертора. Во всех случаях резистивная обратная связь охватывает нечетное число каскадов (ООС), а емкостная – четное (ПОС).

Формируемые импульсы можно снимать в принципе с выхода любого логического элемента. Однако для того чтобы исключить влияние токов перезаряда конденсаторов на форму импульсов, предпочтительно в качестве выходных использовать инверторы, к выходам которых не подключены конденсаторы, или же вводить дополнительные инверторы-формирователи выходного сигнала.

Период Т импульсов, вырабатываемых мультивибратором, определяется в основном постоянной времени времязадающей цепи: Т = аR ₁ C ₁, где а обычно имеет значение 1–2. При использовании ТТЛ-инверторов типичное значение сопротивления 0,2–2 кОм, поэтому получение импульсов низких и сверхнизких частот затруднено из-за необходимости использовать очень большие емкости. В генераторах на КМОП-инверторах рекомендуется использовать резисторы с сопротивлением от 10 кОм до 10 Мом; при этом период может достигать десятков секунд.

Для того чтобы уменьшить токи, протекающие при перезаряде конденсаторовчерез входные защитные диоды КМОП-схем, в КМОП-генераторах рекомендуется на входе, к которому подключен конденсатор, устанавливать последовательно ограничивающий резистор (R2 на схеме рис. 5.5, б).

В рассмотренных генераторах применены логические элементы НЕ, однако могут использоваться также элементы И-НЕ, ИЛИ-НЕ; в этом случае "лишние" входы могут объединяться или использоваться для гашения колебаний.

Весьма компактным является генератор на основе триггера Шмитта (рис. 5.6). Генератор построен аналогично схеме рис. 5.4, а с той лишь разницей, что ПОС реализована внутренней схемой логического элемента.

Стабильность генераторов на ЛЭ в целом невысока. Так, при использовании ТТЛ-инверторов типичными являются показатели относительного отклонения частоты 0,1/В и 3∙10^-3/°С. КМОП-генераторы имеют типичный показатель температурной нестабильности 5∙10^-4/°С, стабильность же по напряжению питания сильно зависит от сопротивлений резисторов и величины питающего напряжения. Ориентировочно можно ожидать значений порядка 0,01/В.

Одновибраторы. Традиционное понятие об одновибраторе подразумевает, что запускающий импульс, имеющий длительность заведомо меньше выходного, переключает схему в неустойчивое состояние. Далее происходит формирование импульса так же, как в автоколебательном мультивибраторе, после чего происходит возврат в устойчивое состояние. Поэтому часто одновибратор – это автоколебательный мультивибратор, в котором нарушены условия поддержания незатухающих колебаний.

Примеры одновибраторов приведены на рис. 5.7. В транзисторном варианте (рис. 5.7, а) в исходном состоянии транзистор VT2 открыт током резистора R2, вследствие этого транзистор VT1 закрыт. Конденсатор С2 заряжен практически до напряжения питания U _п. После того как VT2 запирается запускающим импульсом, отпирается VT1 током цепи R3-R4. В процессе формирования импульса запертое состояние VT2 поддерживается за счет напряжения конденсатора. Импульс заканчивается, когда напряжение на конденсаторе, перезаряжающемся по цепи R2-C1-VT1, достигнет порога отпирания VT2. Длительность импульса приближенно равна R ₂ C ₁ln2.

Одновибраторе на ОУ (рис. 5.7, б) построен на базе схемы рис. 5.4, а, в которой срыв автоколебаний осуществлен путем шунтирования времязадающего конденсатора С1 диодом VD1,и добавлена цепь запуска через диод VD2.

Одновибратор на логических элементах показан на рис. 5.7, в. При кратковременной подаче на вход логического нуля оба вентиля переключаются, и напряжение на входе инвертора начинает снижаться по экспоненте, стремясь в пределе к нулю. Когда оно достигает порога переключения инвертора, напряжение на его выходе начинает плавно повышаться до достижения порога переключения элемента 2И-НЕ, после чего замыкается ПОС и происходит лавинообразный процесс переключения элементов в исходное состояние. Задний фронт импульса, сформированного на выходе инвертора, имеет начальный затянутый участок, поэтому при повышенных требованиях к крутизне фронтов следует использовать импульсы с выхода элемента И-НЕ. Одновибраторы на ЛЭ имеют невысокую стабильность длительности импульса.

К одновибраторам относят также формирователи импульсов из входного перепада. Особенность таких формирователей в том, что длительность входного сигнала заведомо больше длительности выходного импульса. Наиболее очевидным решением является дифференцирование входного сигнала с последующим увеличением крутизны фронтов при помощи логического элемента (лучше всего – триггера Шмитта). На рис. 5.8, а показан формирователь импульса по фронту входного импульса положительной полярности, на рис. 5.8, б – по спаду. Диоды VD1 и VD2 являются защитными, резистор R2 ограничивает ток через защитные диоды. При использовании ТТЛ-инвертора необходимости в R2 нет; сопротивление резистора R1 не должно превышать 1 кОм для серии К555 и 4 кОм для серии КР1533. При использовании КМОП-инвертора серий К561, 564 и КР1561 защитные диоды входят в состав инвертора.

Формирователи, выполненные с использованием цепи задержки (рис. 5.9), позволяют исключить защитные элементы благодаря отказу от дифференцирования.

Работа формирователя, показанного на рис. 5.9, а, поясняется временными диаграммами рис. 5.9, б. В исходном состоянии конденсатор заряжен до уровня логической единицы. После подачи входного сигнала высокого уровня (диаграмма 1) на выходе первого инвертора появляется сигнал логического нуля (диаграмма 2), который достигает входа элемента И-НЕ с задержкой, определяемой постоянной времени R ₁ C ₁. До тех пор, пока напряжение на конденсаторе (диаграмма 3) не достигнет порога переключения U _пор, на входах И-НЕ присутствуют два сигнала высокого уровня, поэтому на выходе (диаграмма 4) сигнал логического нуля.

В принципе от RC -цепи можно отказаться и подавать сигнал с выхода инвертора непосредственно на вход элемента И-НЕ. В этом случае задержка обусловлена временем прохождения сигнала в инверторе, поэтому выходной импульс имеет очень малую длительность. Для ее увеличения можно включить несколько инверторов между входом устройства и элементом И-НЕ (рис. 5.9, в). Число этих инверторов должно быть нечетным.

Еще одна схема формирователя показана на рис. 5.9, г. Здесь перепад 0→1 на входе приводит к появлению на выходе отрицательного импульса, длительность которого равна утроенной средней задержке распространения сигнала.

Интересный эффект можно получить в формирователе на базе элемента ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ (рис. 5.10, а): как видно из временных диаграмм (рис. 5.10, б), выходные импульсы формируются как по фронту, так и по спаду входного сигнала.

В формирователях, показанных на рис. 5.9 и 5.10, не используется ПОС. Поэтому выходные импульсы при использовании RC -цепи могут иметь пологие фронты. При повышенных требованиях к крутизне фронтов формирователь может быть построен на основе тактируемого фронтом триггера (рис. 5.11). Перепад 0→1 на тактовом входе устанавливает триггер в состояние 0. По мере разряда конденсатора

на входе S появляется сигнал уровня 0, который возвращает триггер в состояние 1.

Промышленность выпускает одновибраторы в интегральном исполнении. Примером может служить микросхема К155АГ1 (рис. 5.12, а), содержащая одновибратор с цепями запуска. Длительность импульса Т _и задается внешней RC -цепью и приближенно определяется по выражению Т _и = 0,7 RC. При отсутствии внешних деталей длительность выходного импульса порядка 35 нс. Запуск происходит при перепаде 1→0 на входе D1 или D2 и высоком уровне на остальных входах, либо при перепаде 0→1 на входе D3 и низком уровне на одном из входов D1 или D2.

Длительность импульса довольно стабильна: так, согласно данным каталога Texas Instruments (фирма-разработчик аналога SN74121), температурная стабильность не хуже 10^-4/°С, стабильность по напряжению питания 7∙10^-3/В.

Микросхема КР1533АГ3 (рис. 5.12, б) содержит два одновибратора с возможностью перезапуска. Длительность импульса Т _и = 0,28∙ RC (1+0,7/ R), где величину R в скобках следует брать в кОм. Запуск происходит перепадом 0→1 на входе D при и , либо перепадом 1→0 на входе при D = 1 и , либо перепадом 0→1 на входе при и D = 1. Если одновибратор запущен, то выходной импульс можно продлевать, подавая соответствующий перепад на входы D или , тогда окончание импульса произойдет через время Т _и с момента последнего запуска. Таким способом удобно контролировать наличие импульсной последовательности с постоянной частотой: если установить длительность импульса одновибратора несколько больше периода, то при наличии импульсов на выходе одновибратора один логический уровень, при их отсутствии – другой.

Если оба одновибратора включить по кольцевой схеме, получится мультивибратор-автогенератор.

Аналогичные одновибраторы выпускают и по КМОП-технологии, например, К561АГ1.

Генераторы на интегральном таймере. Интегральный таймер 555, выпускающийся различными фирмами с маркировкой NE555, LM555 (отечественный аналог КР1006ВИ1), представляет собой универсальную схему для генерирования импульсов и отсчета времени в диапазоне от единиц микросекунд до десятков минут.

Функциональная схема таймера показана на рис. 5.13.

Делитель напряжения R1-R2-R3 формирует два значения пороговых напряжений, подаваемых на входы двух компараторов. Сопротивление резисторов R1, R2, R3 равно 5 кОм, в каждом экземпляре таймера значения сопротивлений одинаковы спогрешностью не более нескольких долей процента, поэтому пороговые напряжения с высокой точностью равны 2 U _п/3 и U _п/3. Компараторы DA1 (высокого уровня) и DA2 (низкого уровня) служат для сравнения входных сигналов – напряжения запуска (U _зап) и напряжения срабатывания (U _сраб) с пороговыми напряжениями. Наличие вывода 5 таймера позволяет контролировать значение пороговых напряжений, а также изменять их подключением вывода 5 через резистор либо к выводу 8 (+ U _п), либо к выводу 1 (Общ.).

Выходные сигналы компараторов управляют работой асинхронного RS -триггера DD1. Выходной сигнал триггера через усилитель DD3 управляет двухтактным выходным каскадом на транзисторах VT2, VT3, что обеспечивает необходимую выходную мощность таймера. Если на входе U _зап действует напряжение меньше U _п/3, а на входе U _сраб – меньше 2 U _п/3, то на выходе (вывод 3) установится уровень логического нуля. Если же на вход U _зап подать напряжение, большее U _п/3, а на вход U _сраб – большее 2 U _п/3, то на выходе будет уровень логической единицы (U _п – 2,5 В).

Внешний вход сброса (вывод 4) триггера DD1 позволяет прерывать действие таймера независимо от уровня напряжения на входах U _сраб и U _зап. Транзистор VT1 предназначен для разряда времязадающего конденсатора.

На рис. 5.14 показаны примеры применения интегрального таймера.

При включении по схеме одновибратора (рис. 5.14, а) в исходном состоянии конденсатор разряжен, на выходе установлен уровень 1. При подаче на вход U _зап кратковременного сигнала низкого уровня срабатывает компаратор DA2, триггер переключается, на выходе устанавливается уровень 1, и конденсатор заряжается по закону

(5.4)

По достижении уровня U _C = 2 U _п/3 срабатывает компаратор DA1, триггер устанавливается в 0 и транзистор VT1 разряжает конденсатор, подготавливая схему к следующему запуску. Как следует из (5.4), длительность выходного импульса

(5.5)

В режиме мультивибратора(рис. 5.14, б) на интервале, когда на выходе сигнал низкого уровня, транзистор VT1 включен, и конденсатор С разряжается от уровня 2 U _п/3 до уровня U _п/3 за время T ₁ = R ₂ C ln2. После переключения триггера транзистор VT1 запирается, и конденсатор С заряжается от уровня U _п/3 до уровня 2 U _п/3 за время T ₂ = (R ₁+ R ₂) C ln2. Далее процесс повторяется. Период колебаний T = T ₁ + T ₂ = = (R ₁+2 R ₂) C ln2.

Если включить таймер в режиме одновибратора и подавать на вывод 5 модулирующее напряжение U _мод (рис. 5.14, в), то длительность импульса зависит от U _мод:

(5.6)

Таким образом, схема рис. 5.14, в представляет собой широтно-импульсный модулятор. Нетрудно видеть, что схема рис. 5.14, а является частным случаем схемы широтно-импульсного модулятора, и при подстановке U _мод = 2 U _п/3 выражение (5.6) превращается в (5.5). Зависимость t _и(U _мод) нелинейна, особенно при значениях U _мод, превышающих U _п/2. Если требование линейности существенно, то можно заменить в схеме рис. 5.14, в резистор R на источник стабильного тока I ₀, тогда

Таймер можно использовать и просто как прецизионный триггер Шмитта.

Таймер работоспособен в диапазоне питающих напряжений от 3 до 15 В. Температурная стабильность не хуже 5∙10^-5/°С, стабильность по напряжению питания не хуже 3∙10^-3/В.

Блокинг-генератор – это генератор импульсов на базе однокаскадного усилителя, в котором ПОС создается при помощи импульсного трансформатора. Блокинг-генераторы используются в качестве источников импульсов длительностью от десятков наносекунд до десятков микросекунд с большой скважностью, а также в качестве преобразователей постоянного напряжения.

Использование только одного усилительного элемента повышает эксплуатационную надежность генератора. Однако входящий в устройство трансформатор усложняет конструкцию и затрудняет его микроминиатюризацию. В то же время трансформатор предоставляет дополнительных преимуществ. Например, легко осуществляется гальваническая развязка нагрузки от источника питания. Предусматривая в трансформаторе несколько нагрузочных обмоток, можно получать несколько импульсов произвольной полярности и амплитуды, при этом амплитуда импульса может быть выше напряжения питания.

Блокинг-генератор особенно эффективен при работе на мощную нагрузку. В частности, он может использоваться в ждущем режиме как формирователь отпирающих импульсов для тиристоров, находящихся под напряжением силовой сети. В отношении стабильности частоты автоколебаний он уступает мультивибратору.

Типовая схема транзисторного блокинг-генератора изображена на рис. 5.15. При работе в режиме автоколебаний напряжение источника смещения U _см > 0 (обычно U _см= U _п),ав ждущем режиме U _см < 0. В цепь базы иногда включается резистор R ₀ ≈ (2…3) r _бн для ограничения тока базы насыщенного транзистора. Включение этого резистора стабилизирует работу схемы и ослабляет зависимость тока базы от непостоянной и отличающейся большим разбросом величины объемного сопротивления r _бннасыщенной базы. Но вместе с этим несколько понижается предельно достижимая скважность следования импульсов, которая зависит от отношения R _б / (R ₀+ r _бн).

В момент отпирания транзистора возникает коллекторный ток, который создает в сердечнике магнитный поток, в результате чего в обмотках трансформатора индуцируется э.д.с., знак которой способствует росту тока базы. В результате развивается регенеративный процесс, приводящий к глубокому насыщению транзистора.

Далее наступает стадия формирования вершины импульса, в течение которой напряжения на обмотках практически не меняются. На этой стадии происходит заряд конденсатора, что приводит к ослаблению тока базы до некоторого критического значения, при котором транзистор выходит из насыщения; последнее может быть также обусловлено ростом намагничивающего тока трансформатора. После выхода транзистора из насыщения развивается регенеративный процесс, приводящий к запиранию транзистора.

После окончания импульса полярность напряжения на конденсаторе такова, что транзистор заперт. На стадии паузы происходит сравнительно медленный перезаряд конденсатора с постоянной времени R _б C. В ждущем режиме работы базовое напряжение по мере разряда конденсатора стремится к напряжению покоя U _см < 0, и последующее отпирание транзистора происходит при подаче импульса запуска. В режиме же автоколебаний конденсатор под воздействием положительного напряжения U _см стремится перезарядиться, в соответствии с чем базовое напряжение становится положительным, и транзистор вновь отпирается.

Диод VD и резистор R _ш служат для подавления кратковременного выброса коллекторного напряжения, возникающего после запирания транзистора за счет энергии, запасенной в магнитном поле трансформатора.

Длительность импульса t _и сложным образом зависит от параметров транзистора и магнитных свойств трансформатора. Как правило, t _и находится путем графического решения трансцендентного уравнения. При высокочастотном транзисторе величина t _и может быть приближенно оценена по выражению

где L_k – индуктивность намагничивания трансформатора;

h _21Э – коэффициент усиления транзистора по току;

n = w _б/ w _к – коэффициент трансформации;

R _вх – входное сопротивление открытого транзистора.

Длительность паузы t _п, практически равная периоду колебаний, определяется следующим образом. За время t _и конденсатор заряжается от нуля до напряжения

Пусть U _см= U _п. Тогда величина t _п определяется как время перезаряда конденсатора от начального уровня U_{C макс} до нуля, если напряжение на конденсаторе стремится к уровню U_С (¥) = U _п: